150W-Leistungstransverter von 12 VDC auf 30 VDC

Problem
Im modernen Modellflugzeugbau werden immer öfter Elektromotoren anstelle der Verbrennungsmotoren verwendet. Ein Akku reicht aber nur für wenige Minuten Flug, dann muss er wieder aufgeladen werden. Das soll in kürzester Zeit erfolgen, um die Flugpausen nicht endlos lang werden zu lassen.

Gute NiCd-Akkus haben 2000 mAh und können mit 5 A Ladestrom in weniger als 1/2 Stunde geladen werden. Auf der grünen Flugwiese ist oft die Autobatterie die einzige Stromquelle. Bei NiCd-Flug-Akkus mit bis zu 7 Zellen (7 x 1,5V = 10.5 V) geht das auch gut. Bei einer höheren Zellenzahl reicht dann die Autobatterie-Spannung nicht mehr aus. Ein Transverter muss die Autobatterie-Spannung auf einen höheren Pegel heben. Ein 20-Zellen-Akku erfordert z.B. 30 V.

Mit dem 100W-Transverter hatte ich gute Erfahrungen gemacht können. Die Schaltung sollte aber weiter vereinfacht werden und sicherer sein. Ein Wirkungsgrad von 85..90% soll die im Transverter erzeugt Wärme klein halten. Die Schaltung sollte auf eine Platine mit 50 mm x 75 mm passen, und eine Bauhöhe von höchstens 25 mm aufweisen.
Damit war nur noch Platz für maximal 3 Ausgangs-Elkos a 220µF/63V. Um damit bei 150W-Ausgangsleistung eine Ausgangsspannungsstabilität von 75 mV zu erreichen, ist eine Schaltfrequenz von 70 kHz nötig. Die Drosselspule muss unter diesen Bedingungen mindestens 50µH aufweisen, um im Teillastbetrieb (bis hinab zu 10%) keinen lückenden Stromfluss zu haben. Der Drosseldurchschnittsstrom beträgt 18A, was hohe Ansprüche an den Spulenwiderstand und das Sättigungsverhalten des Spulenkerns stellt.

Verbesserungen gegenüber dem 100W-Transverter

• keine zusätzliche Treiberstufe für den MOSFET nötig
• Unterspannungsabschaltung vorhanden
• keine Verluste im Strommesswiderstand
• kleinere Ausgangswelligkeit
• kleinere Spule kann eingesetzt werden

• keine Strombegrenzungsschaltung
• Spannung nicht von außen durch Steuerspannung einstellbar

Nach Experimenten mit verschiedenen Grundkonzepten, hat sich der einfache Step-Up-Konverter mit Speicherspule als effektivste Lösung herausgestellt. Der Transistor wird für kurze Zeit eingeschaltet, der einsetzende Stromfluss lädt die Speicherdrossel auf. Mit der Drosselladung steigt die Stromstärke. Bevor diese gefährlich wird, wird der Transistor wieder ausgeschaltet. Die Drosselladung entlädt sich nun über die Diode in den Ausgangs-Elko. Die induzierte Spannung ist dabei weitaus höher als die Eingangsspannung.  Die Ausgangsspannung lässt sich mit einer Pulsweitenregelung einstellen, dafür kann man handelsübliche Schaltkreise benutzen.

Als Regler wird, wie auf dem Stromlaufplan zu sehen, der Schaltkreis 3843 (UC3843 oder KA3843B) verwendet. Er arbeitet hier bei 70 kHz als Impulsbreitenregler. Der IC steuert über eine interne Gegentaktstufe den Leistungstransistor an.  Als Leistungstransistor wird ein Spezialtypen mit extrem kleinen Innenwiderstand und kleiner Ansteuerspannung verwendet. Die Ausgangsspannung wird zur Pulsweitenregelung des 3843 herangezogen.

Die Eingangs-Elkos sieben die Eingangsspannung. Dadurch wirken sich die Anschlussleitungswiderstände nicht stark aus. Der projektierte Eingangsstrom von 18 A ergibt eine Welligkeit der Spannung über den Eingangselkos von maximal 0,09 V also etwa 1 %. Damit sind die Elkos ausreichen bemessen.

Die Ausgangs-Elkos ergeben unter Vollast das eine maximale Welligkeit der Ausgangsspannung von 75 mV. Wer's besser möchte braucht mehr Ausgangskondensatoren.
Die Verwendung von jeweils 2 Elkos halber Gesamtkapazität verringert die Elko-Induktivität und die Elko-Verluste im Vergleich zu Einzel-Elkos. Wer low-ESR-Typen bekommen kann, sollte diese unbedingt als Ausgangs-ELKOs einsetzen, um die Verluste zu verringern.

Wichtig ist die richtige Wahl der Drossel. Sie muss zum einen 18A-Dauerstrom vertragen, sollte aber auch vom Material des Ringkerns in der Lage sein, ausreichend Energie zu speichern. Normale Siebdrosseln reichen dazu nicht. Deren Kernmaterial sättigt sich schnell und dann steigt der Stromfluss durch Drossel und Transistor schlagartig an. Dabei wird natürlich auch die angestrebte Leistung nicht erreicht. Ich habe bei Nessel eine Speicherdrossel für reichlich 15 € erstanden. Die 3 mOhm Widerstand der Drossel führen zu durchschnittlich 0,04 V Spannungsabfall und 0,5 W Verlustleistung.
Die Induktivität der Spule sollte mindestens 50µH betragen, damit bei Strömen ab 0,5A kein lückender Stromfluss auftritt. Meine Drossel hat aber nur 20µH.

Bei Vollast fließt ein durchschnittlicher Eingangsstrom von 18 A. Der Spitzen sind höher (ca. 20 A). Das erfordert ein sorgfältiges Platinendesign. Auf Extras wie Steckverbinder, Schraubklemmen oder lange Leiterbahnen zum Platinenrand sollte primärseitig verzichtet werden. Als Leiterplattenmaterial sollte ein Typ mit 70 µm Kupferauflage verwendet werden. Die wichtigsten Leiterbahnen müssen mit Draht verstärkt werden. Das Zuleitungskabel sollte wenigstens 2,5 qmm Querschnitt aufweisen, und direkt an die Platine angelötet werden.

Es sollte ein MOSFET mit geringem Innenwiderstand verwendet werden. BUZ-11 (40 mOhm) oder ähnliches ist unbrauchbar. Sogar der von mir verwendete MOSFET SUP75N06-07L mit 7 mOhm Innenwiderstand hat bei 18 A immer noch eine Flussspannung von 0,13 V und eine Verlustleistung von 1 W.  Dazu kommen noch 0,5W Umschaltverluste.

Erhebliche Leistung fällt an der Diode ab. Bei einer Ausgangsspannung von 30 V liegt unter Vollast der Duty-Cycle des Schaltreglers liegt bei etwa D=0.7. Das heißt, dass die Diode nur etwa 1/3 der Zeit leitet, während sie ca 2/3 der Zeit sperrt. In dem einen Drittel muss der gesamte Ausgangsstrom durch die Diode in den Ausgangselko fließen. Folglich beträgt die Stärke des Diodenstroms etwa 15A, um am Ausgang kontinuierlich 5 A aus dem Elko entnehmen zu können. Die Diode ist zwar ein Schottky-Typ, aber bei 15 A erreicht die Flussspannung auch 0,6 V und damit die durchschnittliche Verlustleistung 3 W! Das sind schon 2 %, die am Wirkungsgrad fehlen.

Die Rückkoppelschleife mit dem Fehlerverstärker wurde durch den großen Wert des Gegenkoppelkondensators (0,1µF) auf niedrige Frequenzen (<1 kHz) beschnitten. Das ist nötig, da die Drosselspule mit den Ausgangselkos zusammen eine Resonanzfreqenz von nur 1,3 kHz haben. Als Folge regelt die Schaltung Lastschwankungen sehr träge aus. Wird der Ausgangsstrom schlagartig von 5A auf 0,5A verringert kann es aufgrund der Regelträgheit kurzfristig zu Überspannungen von 3..4 Volt kommen.

Die Schaltung liefert im Labor

• 20 W bei 30 V mit einem Wirkungsgrad um 89%
• 40 W bei  mit einem Wirkungsgrad um 91%
• 75W mit einem Wirkungsgrad von 91%
• 100W mit einem Wirkungsgrad von 90% und
• 150W mit einem Wirkungsgrad von xx%.

• konstante Verluste, die immer gleich auftreten

Die Verluste im Steuerschaltkreis, in den Treibern und in den Spannungsmesswiderständen sind immer gleich, sind also konstante Verluste. Bei steigender Ausgangsleistung sollten sie sich positiv auf den Wirkungsgrad auswirken.
.
• Verluste, die mit der Leistung linear steigen

Der Verlust an der Leistungsdiode ist annähernd linear (P = U x I). Sollte sich also kaum auf den Wirkungsgrad auswirken.
.
• Verluste die mit der Leistung quadratisch steigen

Alle Verluste an ohmschen Widerständen, die im Stromfluss liegen steigen quadratisch mit der Ausgangsleistung (P = R x I ²), sie verringern den Wirkungsgrad bei steigender Leistung. In diese Kategorie zählen ohmsche Verluste in der Spule, im MOSFET, in der Zuleitung und im Strommesswiderstand sowie die ELKO-Verluste.

Erprobung und Optimierung ist noch nicht abgeschlossen. Reserven für den Wirkungsgrad bei hoher Leistung liegen also vor allem in den Leitungen/Leiterbahnen (vielleicht auch bei den ELKOs). Große Verluste treten im gesamten Leistungsspektrum an der Leistungsdiode auf. MOSFET und Diode können gemeinsam auf einem Kühlkörper mit einem Wärmewiderstand von 6 K/W montiert werden. Die nebenstehende Grafik zeigt den errechneten Wirkungsgrad für verschiedene MOSFET-Typen. Der gemessene Wirkungsgrad liegt 1..2% niedriger.

Das Hauptproblem ist aber die Beschaffung der Speicherdrossel!!!